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Jun 30, 2023

Hacia un alto

Scientific Reports volumen 13, número de artículo: 1260 (2023) Citar este artículo Proponemos una unidad de procesamiento fotónico para computación analógica de alta densidad utilizando microanillos basados ​​en modulación de intensidad

Scientific Reports volumen 13, Número de artículo: 1260 (2023) Citar este artículo

Proponemos una unidad de procesamiento fotónico para computación analógica de alta densidad utilizando moduladores de microanillos basados ​​en modulación de intensidad (IM-MRM). La señal de salida en la longitud de onda de resonancia fija se modula directamente en intensidad cambiando la relación de extinción (ER) del IM-MRM. Gracias al enfoque de intensidad modulada, la unidad de procesamiento fotónico propuesta es menos sensible a la diafonía entre canales. Los resultados de la simulación revelan que el diseño propuesto ofrece un aumento máximo de 17 veces en la densidad del canal de longitud de onda en comparación con su contraparte modulada en longitud de onda. Por lo tanto, las líneas de fundición actuales pueden fabricar un núcleo tensor fotónico de tamaño 512 \(\times \) 512. Se construye un simulador de red neuronal convolucional (CNN) con precisión de 6 bits para tareas de reconocimiento de dígitos escritos a mano utilizando el modulador propuesto. Los resultados de la simulación muestran una precisión general del 96,76%, cuando el espaciado entre canales de longitud de onda sufre una penalización de potencia de 3 dB. Para validar experimentalmente el sistema, se llevan a cabo 1000 operaciones de productos escalares con un sistema firmado de 4 bits en un chip fotónico empaquetado conjuntamente, donde las E/S ópticas y eléctricas se realizan utilizando técnicas de unión de cables eléctricos y fotónicos. El estudio de los resultados de la medición muestra un error cuadrático medio (MSE) de 3,09\(\times \)10\(^{-3}\) para los cálculos del producto escalar. Por lo tanto, el IM-MRM propuesto hace que el problema de la diafonía sea tratable y proporciona una solución para el desarrollo de sistemas ópticos de procesamiento de información a gran escala con múltiples longitudes de onda.

Los requisitos computacionales y los gastos de energía han aumentado rápidamente, ya sea para procesar los datos exponencialmente aumentados generados por las redes móviles de ultra alta velocidad o para abordar la demanda de inteligencia artificial acelerada 1. Sin embargo, los procesadores electrónicos de última generación actuales, que han desarrollado con un progreso sorprendentemente rápido en las últimas décadas, se están acercando a su límite de crecimiento sujeto a la Ley de Moore. Se puede prever que si el progreso continúa por la ruta actual, estos requisitos computacionales rápidamente se volverán prohibitivos desde el punto de vista técnico y económico 2. Las plataformas fotónicas se han considerado candidatos ideales para el procesamiento analógico de señales de comunicación óptica, proporcionando un marco para una nueva clase de información. máquinas de procesamiento 3. En comparación con sus homólogos eléctricos, los circuitos fotónicos tienen sus ventajas predominantes: las señales ópticas que viajan a la velocidad de la luz pueden manipularse mediante modulación de transmisión, experimentan una atenuación menor y generan menos calor en función de la distancia 3. Muchas aplicaciones ópticas específicas Los procesadores se han aprovechado para abordar tareas matemáticas 4,5 y de procesamiento de señales 6,7 con un rendimiento mejorado en órdenes de magnitud.

La fotónica integrada ha llamado mucho la atención debido a su capacidad para generar, manipular y detectar señales ópticas en un solo chip. Aprovechando los circuitos integrados fotónicos (PIC) fabricados mediante procesos compatibles con CMOS, se pueden construir sistemas de procesamiento fotónico miniaturizados con alto rendimiento y bajo costo. Según los requisitos de la fuente de luz, los sistemas de procesamiento fotónico se pueden dividir en dos categorías: arquitecturas coherentes y arquitecturas de longitudes de onda múltiples. Para la arquitectura coherente, la luz de entrada coherente se emplea en una serie de divisores de haz y desfasadores para realizar transformaciones matriciales utilizando interferencia entre diferentes caminos 3. La malla basada en interferómetro Mach-Zehnder (MZI) es la red de procesamiento fotónico lineal dominante con señales de entrada coherentes. Es una arquitectura madura y bien estudiada para multiplicaciones de matrices en sistemas computacionales, incluidas aplicaciones en redes neuronales ópticas 8,9, simulaciones de transporte cuántico 10, líneas de retardo óptico reconfigurables 11 y descomposición de valores singulares 12. Sin embargo, las interconexiones ópticas coherentes exhiben sensibilidad a la fase óptica, que requiere calibración después de cada capa de malla MZI 13. Además, dado que las arquitecturas coherentes requieren una única referencia de fase óptica, solo se puede emplear una única fuente láser. Esto requirió que el láser generara una alta potencia óptica suficiente para todo el sistema. A diferencia de los sistemas coherentes, las arquitecturas de longitudes de onda múltiples utilizan señales incoherentes generadas por fuentes de luz individuales en diferentes longitudes de onda o una única fuente que produce múltiples longitudes de onda para transportar y procesar la información. Aprovechando la multiplexación por división de longitud de onda (WDM), cada señal de entrada es una potencia óptica analógica en una longitud de onda determinada procesada en paralelo por un banco de moduladores.

Una arquitectura integrada de múltiples longitudes de onda, a saber, transmisión y peso, propuesta por primera vez 14 y demostrada 15 utilizando resonadores de microanillos en cascada (MRR) en plataformas fotónicas de silicio, ha demostrado sus capacidades únicas en aplicaciones de procesamiento de información, incluidas redes neuronales fotónicas 16, procesamiento de señales inalámbricas. 17\(^{,}\) 18, y programación no lineal 19. Las señales entrantes asignadas a diferentes portadoras de longitud de onda son multiplexadas por división de longitud de onda y ponderadas por un banco de pesos fotónicos, que se realiza sintonizando moduladores MRR. Luego, las señales se resumen mediante detección diferencial de potencia total. Normalmente, los moduladores MRR están modulados en longitud de onda. El pico resonante del MRR cambia cuando el índice de refracción del núcleo de la guía de ondas cambia debido al efecto termoóptico o al efecto de dispersión del plasma. Esto da como resultado una variación de la intensidad de la transmisión en la longitud de onda portadora. Uno de los inconvenientes de esta técnica de modulación, particularmente en un sistema 20 a gran escala, es el problema de la diafonía entre canales. Debido a este problema, es necesario minimizar la amplitud de modulación óptica de los canales de longitud de onda individuales, lo que, como resultado, limita la escalabilidad del sistema de procesamiento fotónico. Recientemente se ha demostrado otra arquitectura de múltiples longitudes de onda para la computación fotónica mediante el uso de matrices de barras transversales de memoria de material de cambio de fase (PCM), que permiten una velocidad de billones de operaciones de acumulación múltiple (MAC) por segundo 21. Sin embargo, en este enfoque, las señales son inscrito en función de la tasa de absorción del parche PCM en la guía de ondas. Parte de la potencia luminosa entrante se disipa mediante la absorción. Además, las señales transmitidas a diferentes longitudes de onda se combinan en la guía de ondas del bus mediante acopladores direccionales. Estos acopladores generarán pérdidas adicionales debido al acoplamiento de banda ancha. Aunque no hay diafonía entre canales, el sistema de barras transversales muestra una menor eficiencia energética en comparación con el sistema basado en MRR.

Este artículo investiga un esquema de modulación de intensidad de longitud de onda fija para un sistema de procesamiento de señales fotónicas basado en WDM. Como se muestra en la Figura 1a, se introducen moduladores de microanillos (MRM) basados ​​en acoplamiento interferométrico, que contienen componentes de modulación de índice (que se muestran en púrpura) en la región de acoplamiento y la región del resonador. Las fuentes WDM entrantes se modulan primero mediante los MRM de paso total en el banco de modulación y luego se ponderan mediante las matrices de filtros MRR de adición y caída en el banco de ponderaciones en cada longitud de onda. Al ajustar la fuerza del acoplamiento y la condición de resonancia, se puede lograr una modulación de intensidad directa en sus longitudes de onda de resonancia fijas con una diafonía entre canales insignificante. Por último, se emplean fotodetectores balanceados (BPD) en la salida para la suma de intensidad de múltiples longitudes de onda. Los resultados de las simulaciones muestran que cuando se busca una penalización de potencia de 3 dB, los IM-MRM pueden mejorar el espaciado entre canales de longitud de onda en un factor de diecisiete en comparación con los MRM modulados en longitud de onda. Utilizando la técnica de unión de cables fotónicos (PWB), el chip fotónico que incluye nuestro sistema propuesto basado en IM-MRM se ensambla en una placa de circuito impreso (PCB) y se demuestra el cálculo del producto escalar. PWB implica la escritura de guías de ondas tridimensionales basadas en polímeros fotosensibles entre diferentes plataformas después de la colocación de la matriz, lo que relaja el requisito de alineación fina 3. Según los experimentos realizados utilizando el chip fotónico empaquetado, se obtuvo un error cuadrático medio de 3,09 \(\times \ ) 10\(^{-3}\) se observa para 1000 multiplicaciones con valores de entrada aleatorios. Además, para estudiar el rendimiento del esquema propuesto en un sistema a gran escala, se construye un simulador de red neuronal convolucional utilizando un entorno de co-simulación en Lumerical y Python. Las simulaciones basadas en el conjunto de datos de reconocimiento de dígitos escritos a mano MNIST muestran que la arquitectura puede alcanzar una precisión del 96,76%. Los resultados de las mediciones y simulaciones muestran que los IM-MRM propuestos pueden ser la piedra angular de los sistemas ópticos de procesamiento de información a gran escala que no sufren la diafonía entre canales.

( a ) Esquema del sistema de procesamiento fotónico propuesto utilizando IM-MRM. Para la modulación de intensidad, la luz de entrada WDM pasa a través de dos grupos de matrices IM-MRM, como el conjunto multiplicador (banco de modulación) y el conjunto multiplicando (banco de peso), respectivamente. Luego, el BPD acumula la luz modulada en diferentes longitudes de onda en la lectura. (b) Esquema de un filtro IM-MRR de adición y caída y la sección transversal de la guía de ondas dopada, que forma ICPH e IRPH en la región de acoplamiento y la región del resonador, respectivamente.

Se han utilizado MRR basados ​​en acoplamiento interferométrico (o basados ​​en MZI acoplado en dos puntos) para conmutación sin hits 22, modulación de alta velocidad 23, modulación PAM-4 24, línea de retardo fotónico 25, fuentes de fotón único 26 y pos- corrección de fabricación 27. Recientemente, se informó sobre un multiplexor de adición y caída sintonizable de banda ancha que utiliza moduladores basados ​​en acoplamiento interferométrico 28. El diseño propuesto utiliza un esquema de modulación de intensidad similar para lograr la "conexión" y la "desconexión" de los canales de filtro. Sin embargo, este multiplexor necesita 4 MRR acoplados directamente como filtro Vernier y requiere un fotodetector adicional para sintonización y calibración, lo que inhibe su aplicación a gran escala en múltiples longitudes de onda.

El esquema de la Figura 1b ilustra el IM-MRM propuesto utilizado en nuestro sistema de procesamiento fotónico de alta densidad. Al agregar un MZI desequilibrado que actúa como acoplador sintonizable, la relación de acoplamiento efectiva cambia cuando la respuesta espectral sinusoidal del acoplador MZI cambia en la longitud de onda 22. En consecuencia, la relación de extinción del pico resonante se puede modular en el MRM. La diferencia de longitud \(\Delta L\) entre los brazos del acoplador MZI no balanceados (como se muestra en la Figura 1b) determina el rango espectral libre (FSR) del dispositivo, de acuerdo con las siguientes ecuaciones:

donde, \(FSR_\text {MZI}\) y \(FSR_\text {MRR}\) representan la FSR del acoplador MZI y el MRR, respectivamente, y R es el radio del MRR. Según diferentes valores no negativos de m, el espectro de acoplamiento y la resonancia del anillo se comportan como coperíodo o como resonancia periódica suprimida 22. Para realizar la modulación de intensidad a una longitud de onda fija, \(\Delta L\) se establece en \ (\pi R\) (m = 1/2) para acomodar el mecanismo de cambio de fase en el brazo MZI. Se puede diseñar un dispositivo para valores mayores de m sacrificando la huella para mejorar la eficiencia de sintonización. Las ecuaciones analíticas utilizadas para el diseño del IM-MRM se pueden encontrar en la Sección S1 de la Información complementaria.

La sección transversal de la Figura 1b muestra una guía de ondas de silicio dopado, es decir, el calentador fotoconductor, que sirve como componente de modulación de índice y seguimiento de picos resonantes. Los calentadores resistivos dopados con N integrados en los MRR han mostrado efectos fotoconductores con altas responsividades para sintonizar y estabilizar automáticamente el pico resonante del filtro a la longitud de onda de interés 29. A diferencia de la deposición de germanio (Ge) 30 o la implantación de un diodo PIN 31, los calentadores resistivos dopados con N no no requiere pasos dedicados de implantación de defectos, deposiciones de material adicionales, fotodetectores dedicados o tomas de corriente óptica. Esto permite un método sencillo, compacto y de bajo costo para modular sistemas MRR a gran escala. En nuestro diseño IM-MRM intervienen dos tipos de calentadores fotoconductores dopados con N. Un calentador fotoconductor en el acoplador (ICPH) sirve como modulador de la relación de acoplamiento efectivo en el acoplador MZI, y un calentador fotoconductor en el resonador (IRPH) sirve como monitor de pico resonante y compensador de longitud de onda en el MRR (que se muestra en la Figura 1b). Aunque se han empleado calentadores fotoconductores dopados con N en sistemas de computación óptica 16, biodetección 32 y transmisión de datos 29, hasta donde sabemos, esta es la primera demostración de sistemas de procesamiento de información óptica de múltiples longitudes de onda dopados con silicio que aprovechan la modulación de intensidad en una longitud de onda fija.

Todos los dispositivos descritos en este artículo se diseñaron utilizando el editor de diseño de código abierto KLayout y SiEPIC-Tools, y se fabricaron en una oblea de silicio sobre aislante (SOI) con silicio de 220 nm de espesor y 2-\(\upmu \ Capas de óxido enterradas de ) m de espesor a través de una fabricación de obleas multiproyecto SiEPICfab realizada por Applied Nanotools Inc. Los detalles de la configuración de caracterización óptica se pueden encontrar en la Sección S2 de la Información complementaria. La Figura 2a muestra una imagen microscópica del IM-MRM de paso completo propuesto con componentes ICPH e IRPH integrados, que comparten el terreno para ahorrar espacio. Las regiones dopadas con N y N\(^{++}\) tienen colores falsos. Vale la pena señalar que debido al tamaño compacto (m = 1/2) y a una tierra compartida, se observan efectos no deseados causados ​​por interferencias térmicas y eléctricas entre el ICPH y el IRPH, que deben optimizarse en diseños futuros (discutido en “ Discusión y conclusión” Apartado). El radio es de 15 \(\upmu \)m y la distancia de acoplamiento es de 200 nm. En la Figura 2b se muestra el espectro de transmisión del IM-MRM fabricado, después de la calibración para eliminar la pérdida de inserción de los acopladores de rejilla. La FSR se mide a 12,5 nm, que es aproximadamente el doble en comparación con un MRM basado en punto de acoplamiento con el mismo radio. Esto coincide con el diseño anterior con \(\Delta L = \pi R\), considerando un índice de grupo de 3,85 para la guía de ondas dopada con N. El ruido en el espectro de transmisión se debe a la alta pérdida de retorno de los acopladores de rejilla que sufren altos niveles de retrorreflexión en el sistema, que se puede mejorar con la optimización. En la Figura 2c se muestra un gráfico ampliado que apunta a un pico resonante a 1526,25 nm, lo que indica un factor de calidad (factor Q) de \(\sim \)10.000 y un ER de 21 dB. En la Figura 2d, se presentan las curvas IV para ICPH e IRPH cuando no incide luz (corriente oscura).

(a) Imagen microscópica del diseño IM-MRM de paso total superpuesta con una descripción del circuito del ICPH e IRPH integrados. ( b ) Espectro de transmisión medido del IM-MRM fabricado después de la normalización, que muestra una FSR duplicada. (c) Una mirada más cercana al pico resonante a 1526,25 nm. (d) Curvas IV medidas para ICPH e IRPH integrados con voltajes que varían de 0 a 6 V.

La longitud de onda de resonancia y la ER del IM-MRM se pueden manipular aplicando voltajes a través del IRPH (\(V_\text {IRPH}\)) y el ICPH (\(V_\text {ICPH}\)) 33. Como se muestra en En la Figura 3a, cuando solo se aplica \(V_\text {IRPH}\) (de 0 a 3,5 V), el pico resonante muestra un corrimiento al rojo de 350 pm y la ER permanece en aproximadamente 27 dB. Mientras que, cuando solo se aplica \(V_\text {ICPH}\), el pico resonante se desplaza y cambia el ER de 27 dB a 1,25 dB (Figura 3b). Por lo tanto, ajustando tanto \(V_\text {IRPH}\) como \(V_\text {ICPH}\) y cambiando el ER del pico resonante, podríamos realizar un esquema de modulación de intensidad, mientras que la posición del pico se mantiene sin cualquier cambio de longitud de onda. El diagrama de flujo del algoritmo de modulación de intensidad se describe en la Figura 3c. Primero, se selecciona una longitud de onda de interés (\(\lambda \)), lo cual se logra aplicando un voltaje al IRPH (\(V_\text {IRPH}^{\lambda }\)). Para la codificación de información, se emplea un esquema de codificación/decodificación "analógico discreto" para implementar un mapeo de valores directo para traducir el número digital a un valor analógico 34,35. Se pueden encontrar más detalles sobre el esquema "análogo discreto" en la sección "Motor de producto escalar". Aquí, aplicamos un voltaje al ICPH (\(V_\text {ICPH}^{w}\)) para lograr una transmisión en el pico resonante para representar los valores de entrada (w) de acuerdo con el ER medido en la Figura 3b. Esto provoca una deriva en el pico resonante a otra longitud de onda \(\lambda + \Delta \lambda \). Para compensar la deriva no deseada, se emplea un esquema de compensación de longitud de onda utilizando el mecanismo de fotodetección del IRPH. El voltaje aplicado al IRPH se barre de 0 a \(V_\text {IRPH}^{\lambda }\) mientras que \(V_\text {ICPH}^{w}\) se mantiene fijo. la fotocorriente generada en el IRPH en la longitud de onda \(\lambda \) se monitorea para encontrar la nueva longitud de onda resonante (\(V_\text {IRPH}^{w}\)). Vale la pena señalar que cambiar el voltaje aplicado al IRPH compensa el cambio de longitud de onda y cambia el ER simultáneamente, aunque con una eficiencia mucho menor (\(\Delta w<\) w). Se utiliza un algoritmo de calibración para ajustar \(V_\text {ICPH}^{w}\) y minimizar \(\Delta w\). Por último, los pares de voltaje calibrados \(V_\text {ICPH}^{w}\) y \(V_\text {IRPH}^{w}\) se almacenan para codificar el valor de entrada, w.

(a) Espectros de transmisión medidos del IM-MRM propuesto después de la normalización cuando se aplica un voltaje al IRPH de 0 a 3,5 V, así como el cambio de longitud de onda extraído y el cambio de ER (b) Espectros de transmisión medidos del IM-MRM propuesto después de la normalización cuando se aplica un voltaje al ICPH de 0 a 3,5 V, así como el cambio de longitud de onda extraído y el cambio de ER. (c) Diagrama de flujo del algoritmo de modulación de intensidad. PC: fotocorriente.

En la Fig. 4a se representan espectros de transmisión normalizados con valores de ER discretos del pico resonante fijados en 1526,5 nm. Al aplicar el voltaje al ICPH de 0 a 3,3 V y luego cambiar el voltaje correspondiente en el IRPH (obtenido mediante el algoritmo de modulación de intensidad), el ER del pico resonante varía de -27 a -1,25 dB sin cambio aparente de longitud de onda. . La Figura 4b muestra la salida calibrada extraída de picos resonantes a 1526,5 nm en la Fig. 4a con diferentes pares de voltaje \(V_\text {ICPH}\) y \(V_\text {IRPH}\). Se puede observar que cuando \(V_\text {ICPH}\) es mayor que 1,66 V, la luz transmitida comienza a aumentar debido al cambio en la fuerza de acoplamiento, y \(V_\text {IRPH}\) cae de 3,46 a 0,13 V en consecuencia para compensación de longitud de onda. La Figura 4c demuestra la operación multinivel con niveles de salida distintos de 4 bits. La transmisión vuelve al nivel 0 para el borrado (\(V_\text {ICPH}\) = 0 V y \(V_\text {IRPH}\) = 3,46 V) entre cada nivel. Dado que el voltaje aplicado y la salida transmitida muestran una relación no lineal durante la operación de modulación de intensidad, se introduce un paso de predistorsión simple aplicando una serie de pares de voltaje con incrementos desiguales para lograr niveles de salida aproximadamente lineales con un intervalo de \(\sim \) 0,05 \(\upmu \)W en la figura 4c. Se pueden lograr distribuciones lineales más precisas ajustando con precisión los pares de voltaje para cada nivel de potencia. En la Fig. 4c se observan tres desviaciones estándar (3\(\sigma \)) de 0,0048 \(\upmu \)W (SNR = 10,4 dB); por lo tanto, se podría lograr una precisión de 7,2 bits. Se ha informado que los MRM basados ​​en IRPH permiten un control multicanal continuo del banco de pesas con una precisión de hasta 8,5 bits 36. Al emplear un esquema de control de "difuminado" para monitorear y estabilizar todo el enlace óptico, los cambios ambientales en el sistema pueden ser compensado con alta precisión 36. Al seleccionar pares de voltaje predistorsionados aplicados a ICPH e IRPH, se puede mover de manera confiable la potencia transmitida entre estos niveles intermedios conocidos con alta repetibilidad (que se muestra en la Fig. 4 (d) con una frecuencia de muestreo de 1 Hz). Puede encontrar información detallada sobre el paso de predistorsión en la Sección S2 de la Información complementaria.

(a) Espectros de transmisión medidos después de la normalización con diferentes pares de voltaje \(V_\text {ICPH}\) y \(V_\text {IRPH}\) para operaciones de modulación de intensidad a 1526,5 nm. (b) Salidas calibradas del IM-MRM en el pico resonante. (c) 16 niveles de potencia distinguibles en orden ascendente consecutivo con 3\(\sigma \) = 0,0048 \(\upmu \)W. (d) Niveles arbitrarios alcanzados de forma independiente entre 16 niveles intermedios.

De manera similar, también se fabricó un filtro IM-MRR de adición y caída con un radio de 15 \(\upmu \)m para que sirva como elemento de codificación de información con signo positivo y negativo. Como se muestra en la Fig. 5a, se implementa otro acoplador MZI que conecta los puertos de adición y caída del IM-MRR, y ambos acopladores MZI están diseñados simétricos al anillo con espacios de acoplamiento de 200 nm para reducir el IL 37. La Figura 5b presenta el paso y la caída. espectros de transmisión de puertos. Se observa un factor Q reducido de \(\sim \)1200 en comparación con el de paso total, debido a la mayor pérdida de absorción en el resonador que contiene el IRPH con el doble de tamaño. En la Fig. 5c, las curvas IV se miden sin luz incidente. Los espectros de transmisión normalizados en los puertos pasante (azul) y de caída (rojo) se miden aplicando diferentes pares de voltaje \(V_\text {ICPH}\) y \(V_\text {IRPH}\) y se presentan en la Fig. 5d junto con los valores de salida calibrados en la longitud de onda de resonancia (Fig. 5e) siguiendo el procedimiento en la Fig. 3c y la Sección "Caracterización y control". Los valores de peso medidos para el IM-MRR de adición y caída se representan en la Fig. 5f. Al restar la potencia de salida calibrada entre los puertos de caída y de paso, se obtiene un rango de peso de -1 a 0,75. La pérdida de inserción del modulador provoca una deducción de 0,25 del valor máximo en el lado positivo. Por lo tanto, para obtener un rango de peso simétrico con respecto a 0, se selecciona el rango de [-0,75, 0,75]. Dado que la multiplicación se puede interpretar como un valor de entrada ponderado por otro, definimos el mapeo entre los pares de voltaje y la potencia transmitida como el mapeo de entrada para el IM-MRM de paso total, y el mapeo de peso para el IM-MRR de adición y caída. , respectivamente, en el resto de este artículo.

(a) Imagen microscópica del diseño del filtro de peso IM-MRR de adición y caída superpuesta con una descripción del circuito del ICPH e IRPH integrados. (b) Espectros de transmisión normalizados medidos en los puertos de paso (azul) y de caída (naranja). (c) Curva IV medida para uno de los pares de voltaje ICPH e IRPH que cambia de 0 a 6 V. (d) Transmisión normalizada medida en los puertos pasante (azul) y drop (rojo) para modulación de intensidad a 1520 nm. (e) Salidas calibradas del IM-MRR de adición y caída en el pico resonante. (f) Rango de peso medido a partir de la resta entre la salida calibrada en los puertos de caída y de paso. La región gris representa el rango simétrico relativo a 0.

Se sabe que el número y el ancho de banda de las señales ópticas están restringidos por la capacidad de los moduladores de sintonizar cada canal de longitud de onda de forma independiente 13. En los sistemas WDM, dos factores determinan la densidad máxima del canal de longitud de onda, la FSR y el ancho de línea del MRR. Es decir, la delicadeza del resonador (\(\mathscr {F}\) = FSR/ancho de línea) establece el límite superior de abanico de entrada: \(N\le \mathscr {F}\), donde N es el número de canales de longitud de onda. Sin embargo, a diferencia de los demultiplexores, los bancos de peso en la arquitectura de transmisión y peso son reconfigurables, lo que requiere modulaciones independientes para cada señal en un rango de transmisión 13. Además, los bancos de peso contienen dos puertos de salida (de paso y de salida). Las señales de entrada transportadas por diferentes longitudes de onda se multiplexan y demultiplexan proporcionalmente mediante una serie de MRR de adición y caída en los bancos de pesos, donde la diafonía entre canales resulta de la superposición de las bandas de paso ópticas de los moduladores. Por lo tanto, siempre es necesaria una separación entre canales de longitud de onda más amplia que el ancho de línea de los MRR para minimizar el impacto de la diafonía.

Se han investigado numéricamente los impactos de la diafonía en sistemas WDM basados ​​en MRR, en los que el nivel de diafonía se especifica por el nivel de aislamiento entre canales adyacentes 38,39,40. En cuanto a la arquitectura de transmisión y peso, utilizamos una métrica similar para permitir que el efecto de diafonía se incorpore al presupuesto de energía de los bancos de peso. La métrica se define como el rango de potencia ponderada para una señal cuando se ve afectada por la diafonía en relación con el rango en ausencia de fuentes de diafonía. Se ha informado que se observa una penalización de potencia de 3 dB causada por la diafonía en los bancos de peso sintonizados mediante modulación de longitud de onda, cuando el espaciado mínimo entre canales de longitud de onda cae entre 3,41 y 4,61 veces el ancho de línea 13. Considerando una delicadeza de 368 y una longitud de onda mínima con una separación entre canales de 3,41 veces el ancho de línea, se pueden admitir hasta 108 canales de longitud de onda en el sistema de transmisión y ponderación 41. La finura de 368 se demuestra experimentalmente mediante un MRR pasivo con un radio de 1,5 \(\upmu \)m. Sin embargo, será difícil lograrlo con componentes de modulación activa 42. Un radio de MRR más fabricable es de 5 \(\upmu \)m para un MRM activo con un factor Q estimado aceptable de 10.000. Por lo tanto, el ancho de línea del pico resonante es de alrededor de 153 pm, lo que revela que sólo se pueden admitir 34 canales de longitud de onda. Como resultado, se requiere una solución para abordar el límite de escalabilidad causado por la diafonía entre canales.

La modulación de intensidad a una longitud de onda fija muestra el potencial para la codificación de señales con una menor penalización por diafonía y una mayor densidad de canales de longitud de onda. Dado que la longitud de onda se mantiene fija durante el proceso de codificación, no se necesita espaciamiento adicional entre canales de longitud de onda para adaptarse a la deriva de la longitud de onda. Para investigar la escalabilidad del sistema IM-MRM propuesto, empleamos las herramientas de Lumerical para simulaciones 43. Se desarrolló un modelo compacto personalizado para IM-MRM en Lumerical INTERCONNECT y se utilizó para la investigación de penalización por diafonía. Cifra. 6(a,c) muestran los espectros de transmisión de dos tipos de sistemas IM-MRM en cascada, y los recuadros muestran el esquema de los anillos en cascada. El primer tipo es un MRM de paso total en cascada con un filtro MRR de adición y caída (Tipo I en la Fig. 6a), que se utiliza para investigar la diafonía entre canales entre los bancos de modulación y los bancos de peso. Para el segundo tipo, ambos MRM son de paso total y están conectados en cascada en paralelo (Tipo II en la Fig. 6c). Se utiliza para investigar la diafonía entre canales únicamente en bancos de pesas. El espaciado entre canales de longitud de onda está normalizado por el ancho de línea (\(\delta \omega \) = \(\mathscr {F}/N\) 13). Esto proporciona una comparación objetiva entre sistemas MRM con diferentes anchos de línea y FSR. Al cambiar el ER del pico resonante en el Canal 1 (que se muestra como Canal 1 en la Fig. 6), la transmisión en los puertos de paso (azul) y de caída (rojo) en el Canal 2 (que se muestra como Canal 2 en la Fig. 6) se cambia pasivamente debido al fenómeno de diafonía (\(\delta \omega \) = 0,5 en ambos sistemas). Se puede observar que el impacto de la diafonía en la Fig. 6 (a, c) es diferente. En la Fig. 6a, la penalización por diafonía en el Canal 2 se debe principalmente a la superposición de la banda de paso en forma de Lorentz en el Canal 1, y solo el puerto de caída en el Canal 2 se ve fuertemente afectado. Mientras que, en la Fig. 6c, la diafonía entre canales es más compleja. Dado que estos IM-MRM de adición y caída comparten dos guías de onda de bus paralelo que están acopladas en paralelo a cada MRM, se crea una ruta de retroalimentación coherente similar a un resonador entre las resonancias de longitudes de onda similares. La interacción coherente es especialmente grave cuando las resonancias están muy espaciadas. Depende de la fase 13 de la guía de ondas del bus. El cambio de fase inducido por la guía de ondas del bus afecta el rendimiento de dos picos resonantes adyacentes cuando el método de modulación se basa en el desplazamiento de longitud de onda. Para el sistema de banco de pesas basado en modulación de intensidad propuesto aquí, solo necesitamos monitorear la intensidad de la luz en longitudes de onda de resonancia individuales donde la interferencia coherente tiene un impacto mínimo en la amplitud 44. Por lo tanto, la transmisión en la longitud de onda máxima resonante solo se determina por urgencias. En la Sección S3 de la Información complementaria se presenta una derivación detallada de la interferencia coherente dentro de múltiples MRR en cascada.

El mapeo del valor basado en la penalización de potencia de 3 dB para dos tipos de sistemas MRM en cascada se muestra en la Fig. 6(b,d) con \(\delta \omega \) = 0,5 y 0,2, respectivamente, los cuales presentan el valor alcanzable rango de mapeo (cuadros rojos en la Fig. 6 (b, d) cerca de 0.5. A diferencia de la Fig. 6 (a, c) que presenta los espectros de transmisión obtenidos aplicando solo pares de voltaje al IM-MRR en el Canal-1, los gráficos en Fig. 6(b,d) se obtienen modulando ambos IM-MRR simultáneamente. Para sistemas Tipo I, solo se consideran valores positivos que se obtienen del puerto pasante del sistema. Requiere \(\delta \omega \) = 0,5 para permitir que ambos MRM se modulen independientemente entre 0 y 0,48, como se ve en la Fig. 6b. Para los sistemas Tipo II en la Figura 6d, se investiga un rango de peso simétrico centrado en 0 que se genera por la potencia diferencial entre la caída y a través de puertos en cada canal de longitud de onda. Permite un espaciado de canal de longitud de onda más pequeño (\(\delta \omega \) = 0,2) para la misma penalización de potencia de 3 dB. La Figura 6e muestra el rango máximo de mapeo en función del canal de longitud de onda. espaciado para ambos tipos con \(\delta \omega \) que varía de 0,1 a 1. En la Sección S4 de la Información complementaria se pueden encontrar gráficos de mapeo individuales detallados para cada espaciado de canales de longitud de onda. Considerando 3 dB como punto de referencia de penalización de potencia tolerable, los sistemas de Tipo I requieren \(\delta \omega>\) 0,5 (azul), mientras que los sistemas de Tipo II requieren \(\delta \omega \) = 0,2 (naranja). Los bancos de modulación pueden ser de banda ancha, como los moduladores de electroabsorción (EAM) o los moduladores electroópticos (EOM), que no generan bandas de paso filtradas en la transmisión. Al implementar moduladores de banda ancha como bancos de modulación, solo es necesario considerar la diafonía de tipo II. El espaciado entre canales de longitud de onda es \(\sim \)17 veces más denso que el de los MRM convencionales basados ​​en modulación de longitud de onda (WM-MRM) 13,41 y, por lo tanto, se puede realizar un núcleo tensor con un tamaño de hasta 578. Esto demuestra que el esquema de modulación de intensidad en el sistema informático óptico basado en MRM mejora la tolerancia a la diafonía entre canales y facilita el uso de más canales de longitud de onda dentro de un FSR.

Vale la pena mencionar que el ruido debido a la vibración de la señal puede ocurrir en la lectura del BPD cuando dos picos resonantes están demasiado cerca de modo que la diferencia de las frecuencias ópticas esté dentro del ancho de banda del detector. Para eliminar este ruido, se necesita un filtro de frecuencia en la lectura para eliminar las frecuencias de pulsación que son mayores que la frecuencia de muestreo del sistema. Para las frecuencias ópticas con una diferencia de 5 GHz en la banda C, la separación entre canales es de aproximadamente 40 pm de longitud de onda. Considerando \(\delta \omega \) = 0,2 en el sistema Tipo II, el FWHM de cada pico resonante es \(\sim \)200 pm. Por lo tanto, para reducir la diafonía causada por las señales pulsantes con < 5 GHz, el factor Q del pico resonante debe ser inferior a 7750.

(a) Espectros de transmisión simulados en los puertos de paso (azul) y de caída (rojo) de un sistema con un MRM de paso total en cascada con un filtro MRR de adición (Tipo I), el espaciado de canales normalizado por ancho de línea se establece en 0,5 . Recuadro: Esquema del sistema Tipo I, donde el filtro MRR del lado izquierdo genera el pico resonante en el Canal 1 y el de la derecha genera el pico resonante en el Canal 2. (b) Valores alcanzables para el Canal-1 y el Canal-2 del sistema Tipo-I con \(\delta \omega \) = 0,5. El cuadro rojo muestra el rango utilizable de [0, 0,5] para ambos canales. (c) Espectros de transmisión simulados en los puertos de paso (azul) y de caída (rojo) de un sistema con dos MRM de paso total en cascada (Tipo II), el espaciado de canales normalizado por ancho de línea se establece en 0,5. Recuadro: Esquema del sistema Tipo II, donde el filtro MRR del lado izquierdo genera el pico resonante en el Canal 1 y el de la derecha genera el pico resonante en el Canal 2. (d) Valores alcanzables para el Canal-1 y el Canal-2 del sistema Tipo-II con \(\delta \omega \) = 0,2. El cuadro rojo muestra el rango utilizable de [–0,5, 0,5] para ambos canales. (e) Rango de mapeo alcanzable para dos tipos de sistemas en cascada IM-MRM con una separación entre canales normalizada por ancho de línea que varía de 0,1 a 1. La línea discontinua representa el umbral de penalización de potencia de 3 dB.

Se prueba un sistema de cálculo de producto escalar que incluye un chip fotónico con un IM-MRM de paso total y un filtro de peso IM-MRR de adición y caída. El chip fotónico está empaquetado en una PCB personalizada, aprovechando la unión de cables fotónicos y eléctricos para entradas/salidas (E/S) ópticas y eléctricas. Utilizamos un método de ensamblaje de chip a bordo para el empaquetado conjunto del chip fotónico. Los tres pasos principales para el co-envasado son los siguientes. Primero, el chip fotónico y las ranuras en V con fibras monomodo se montan directamente sobre un sustrato de PCB utilizando epoxis curables por UV. En el segundo paso, la unión de cables fotónicos se realiza utilizando un dispositivo de unión de cables fotónicos. PWB es una técnica de última generación para implementar interconexiones ópticas con guías de ondas de polímeros construidas mediante polimerización de dos fotones in situ 45,46, lo que permite una interconexión flexible con una baja pérdida de inserción entre diferentes plataformas y componentes de materiales (láseres III-V 47, SOA 48, fibras ópticas 46 y chips fotónicos de silicio). PWB evita el acoplamiento fuera del plano; permitiendo así E/S ópticas densas con un paso de hasta 25 \(\upmu \)m 49. Además, la técnica PWB es completamente automática y no tiene requisitos de alineación activa, lo que hace que PWB sea adecuado para la producción en masa 46. El tercer paso es eléctrico Unión de cables (EWB). En este paso, las almohadillas de unión de aluminio (Al) en el chip fotónico se unen mediante cables a las correspondientes almohadillas de oro de inmersión de níquel no electrolítico en la PCB para implementar interconexiones eléctricas de chip a PCB. Se utiliza energía ultrasónica para conectar un cable de Al desde las almohadillas del chip fotónico a las almohadillas de la PCB. Usamos el adhesivo cuña-cuña. Puede encontrar más información sobre el resultado del co-envasado en la Sección S6 de la Información complementaria.

La Figura 7a muestra el chip fotónico empaquetado en la PCB. La soldadura debajo del chip fotónico está expuesta en la parte inferior de la PCB para controlar la temperatura. Una imagen microscópica ampliada en la Fig. 7b presenta el chip fotónico montado y los conjuntos de fibras con ranuras en V en la PCB, con E/S ópticas y eléctricas para conducir la señal dentro y fuera del chip fotónico. Se emplea un medidor de potencia óptica de doble canal como lectura fuera del chip para la conversión O/E y la resta de potencia. La Figura 7c presenta una serie de imágenes ampliadas que se centran en los enlaces de cables eléctricos y fotónicos, y el chip fotónico. Un MRR de entrada (IM-MRM de paso total) para la codificación de entrada y un MRR de peso (IM-MRM de adición y caída) para la ponderación de la señal están en cascada en el chip (Figura S8a), donde los cables eléctricos etiquetados con \(V_\ text {IRCH}\) y \(V_\text {IRPH}\) se utilizan para aplicar pares de voltaje a cada MRM. El medidor de fuente proporciona el impulso y la polarización del chip fotónico empaquetado. Cuando no se aplica voltaje, en la Fig. 7d se representan los espectros de transmisión fabricados del chip fotónico empaquetado medidos en los puertos pasante (azul) y de caída (naranja). Se observa una pérdida de inserción de alrededor de -17,5 dB (pérdida de inserción de -7,5 dB por interfaz PWB considerando que cada IM-MRM tiene una inserción de -1,25 dB), lo que podría deberse al grabado insuficiente de la abertura de óxido en las interfaces PWB y su rugosidad. paredes laterales (ver imágenes SEM en la Figura S11 de la Información complementaria).

(a) Imagen microscópica del chip fotónico empaquetado en la PCB. (b) Imagen ampliada del chip fotónico montado y los conjuntos de fibras con ranuras en V, que muestran las E/S ópticas y eléctricas. (c) Una serie de imágenes ampliadas que se centran en los cables de unión eléctrica y fotónica y el chip fotónico. (d) Espectros de transmisión medidos tal como se fabrican del chip fotónico en los puertos de paso (azul) y de caída (naranja).

Para evaluar experimentalmente la diafonía entre canales antes mencionada, posteriormente se aplican diferentes pares de voltaje a ambos IM-MRM en los chips empaquetados conjuntamente. La Figura 8a muestra los espectros de transmisión normalizados en los puertos de paso (azul) y de caída (rojo). Se observan dos picos resonantes en la transmisión por puerto y uno en la transmisión por puerto de salida. Por lo tanto, los picos izquierdo y derecho están asociados con los filtros IM-MRR de paso total (Canal-1) y de adición-eliminación (Canal-2), respectivamente. El espaciado entre canales de longitud de onda se establece en 0,7 nm (\(\delta \omega \) = 0,5) simplemente ajustando el \(V_\text {IRPH}\) aplicado al filtro IM-MRR de agregar y soltar en el Canal 2. Al cambiar el par de voltaje del IM-MRM de paso total, la intensidad de transmisión varía en el Canal 1. Al mismo tiempo, la transmisión del puerto de caída en el Canal 2 cambia en consecuencia debido a la diafonía. Como se ve en la Figura 8a, con diferentes pares de voltaje aplicados al IM-MRM de paso total, la potencia máxima transmitida normalizada en el Canal 1 puede alcanzar -3 dB, mientras que en condiciones de acoplamiento críticas en el Canal 1, la pérdida de inserción de el IM-MRR de adición y caída en el Canal 2 cae 3 dB. Ambas observaciones son consistentes con los resultados de la simulación en la Fig. 6a.

Luego aplicamos diferentes pares de voltaje al filtro IM-MRR de adición y caída para generar los valores de mapeo alcanzables en el Canal 2 cuando se aplican previamente diferentes valores de mapeo de 0 a 1 al IM-MRM de paso total en el Canal 1. El valor del mapeo está representado por la intensidad detectada normalizada por la transmisión máxima (0 dBm). La Figura 8b muestra que el rango de mapeo alcanzable medido para el Canal 1 y el Canal 2 está limitado dentro de [0, 0,5] (cuadrado verde) debido a la diafonía de penalización de potencia de 3 dB entre canales. La variación en el color de los puntos en el gráfico representa el valor de mapeo esperado aplicado previamente al IM-MRM de paso total en el Canal 1. Sin embargo, el valor medido en el Canal 1 (en el eje X) es diferente del valor de mapeo previsto debido a la diafonía. Por ejemplo, para los puntos azul oscuro (con un valor de mapeo esperado de 1,0 en el Canal 1), el valor medido en el Canal 1 será igual a 1,0 solo cuando el valor en el Canal 2 también esté establecido en 1,0. En este escenario, ambos MRM representan 1,0 en cada canal (sin picos resonantes); por lo tanto, no existe diafonía entre canales. Pero cuando el valor medido en el Canal 2 no es 1,0, el valor medido en el Canal 1 disminuirá en consecuencia, aunque el IM-MRM de paso total se preaplica consistentemente con 1,0. En conclusión, los datos experimentales presentados en la Fig. 8 validan la confiabilidad de la simulación utilizando nuestro modelo compacto personalizado para IM-MRM y demuestran que para \(\delta \omega \) = 0,5, la penalización de potencia entre dos canales adyacentes es 3 dB.

(a) Espectros de transmisión medidos en los puertos directos (azul) y de caída (rojo) de los sistemas Tipo I; el eje X representa la longitud de onda desplazada de la longitud de onda de resonancia del Canal-1. El espaciado de canales normalizado por ancho de línea se establece en 0,5. (b) Rangos de valores medidos para el Canal-1 y el Canal-2. El cuadro verde muestra el rango de mapeo utilizable de [0, 0,5]. La barra de colores interpreta el valor esperado para Ch-1.

Implementamos un sistema de ponderación con signo de 4 bits y una codificación de entrada de 3 bits utilizando el chip empaquetado conjuntamente para nuestra demostración de prueba de concepto del cálculo del producto escalar. En primer lugar, caracterizamos los niveles de transmisión para el IM-MRM de paso total (MRR de entrada en la Fig. 7c) y el filtro IM-MRR de adición y caída (MRR de peso en la Figura 7 (c)) con precisión de 3 y 4 bits. respectivamente, utilizando el algoritmo de modulación de intensidad antes mencionado. Ambos IM-MRM tienen modulación de intensidad en la misma longitud de onda operativa. La Figura 9a ilustra 8 niveles de potencia distinguibles para el MRR de entrada (línea azul continua) y 16 niveles de potencia distinguibles para el MRR de peso (línea naranja continua). Los niveles de potencia para los MRR de peso se obtienen después de restar cada nivel de potencia entre los puertos de caída (línea roja discontinua) y de paso (línea verde discontinua). Para el MRR de entrada, los niveles de potencia se distribuyen entre 0 y 15 \(\upmu \)W mientras que para el MRR de peso, debido al IL, la potencia máxima transmitida en el puerto de caída solo puede alcanzar 11,25 \(\upmu \) W; limitando así 16 niveles de potencia entre 11,25 y -15 \(\upmu \)W. Empleamos el esquema "analógico discreto" para codificar entradas y pesos a distintos niveles de potencia de la entrada MRR y el peso MRR, respectivamente 35. Normalizando cada nivel de potencia cuantificado (líneas sólidas en la Figura 9a) por la potencia de salida máxima medida de 15 \(\upmu \)W, se realiza un mapeo punto a punto dotando a los pares de voltaje de información digital, que se puede expresar como:

donde, D es el número digital correlacionado, y \(I_\text {par de voltios}\) y \(I_\text {max}\) son la transmisión aplicada por par de voltaje y la transmisión máxima del IM-MRM, respectivamente . Por ejemplo, el par de voltaje que permite la transmisión máxima del MRR de entrada (15 \(\upmu \)W) se asigna a 1, y la transmisión mínima a 0. Por lo tanto, los pares de voltaje para el MRR de entrada de 3 bits pueden realizar el mapeo de 8 números digitales discretos que van de 0 a 1, mientras que para el MRR de peso de 4 bits, los 16 números digitales se pueden asignar al rango de 0,75 a -1, debido al IL. La Figura 9a muestra que los niveles de potencia no se cuantificaron de manera uniforme como esperábamos, especialmente para los niveles de salida de Weight MRR en el lado negativo, lo que creemos que se debe a fluctuaciones y interferencias térmicas localizadas. Esto es consistente con el hecho de que se requieren más voltajes aplicados para los valores de ponderación negativos en la Fig. 5f, ya que más voltajes significan más generación de calor no deseada. Sin embargo, la falta de homogeneidad se captura y reproduce completamente en las representaciones digitales generadas mediante la explotación del esquema de mapeo punto a punto. En términos de lectura, se requiere decodificación para convertir la potencia detectada en el BPD en un resultado de producto escalar digital. Para establecer las correlaciones de decodificación, se necesita una tabla de consulta. En la Fig. 9b, se genera una tabla de búsqueda experimental (128 puntos) para el chip empaquetado mediante la aplicación punto a punto de pares de voltaje dotados de dígitos a los MRR de entrada y peso de acuerdo con la Figura 9a. El eje Y muestra la potencia de salida diferencial detectada por el medidor de potencia óptica de doble canal. El eje X muestra el resultado del producto escalar de los números digitales asignados al chip empaquetado conjuntamente. La potencia de salida diferencial tiene una relación casi lineal con respecto a los resultados del producto escalar con un ajuste lineal de primer orden.

Cifra. 9 (c, d) demuestran el cálculo del producto escalar utilizando el chip fotónico propuesto. Al codificar aleatoriamente números digitales, seleccionados de los niveles de potencia en la Figura 9a, como entrada y peso al chip fotónico, se obtienen resultados del producto escalar decodificando la lectura de acuerdo con la tabla de consulta y comparándolos con el resultado esperado del producto escalar. El resultado de la evaluación de 1000 operaciones de producto escalar se muestra en la Figura 9c, y el recuadro muestra un histograma del error con un MSE de 8,11 \(\times \) 10\(^{-4}\). Dado que solo seleccionamos los niveles de potencia existentes de dos IM-MRM como entradas y pesos, los pares de voltaje aplicados son precisos; por lo tanto, los errores de cálculo se deben principalmente a la fluctuación del sistema. Luego, el cálculo del producto escalar con un número decimal aleatorio de punto flotante también se realiza utilizando el chip fotónico propuesto. Primero se generan dos números decimales aleatorios de punto flotante comprendidos entre [0, 1] y [-1, 1] y se redondean al número digital más cercano de acuerdo con los niveles de potencia en la Fig. 9a, luego se codifican en el sistema usando pares de voltaje para el número digital más cercano. En cuanto a la decodificación, se emplea la curva ajustada en la tabla de consulta. La Figura 9d muestra el resultado de la evaluación de 1000 operaciones de producto escalar con números decimales de punto flotante. El recuadro muestra un histograma del error con un MSE de 3,09 \(\times \) 10\(^{-3}\). Los errores de redondeo y de ajuste adicionales pueden explicar el aumento del MSE durante los procesos de codificación y decodificación, que se puede reducir mejorando la precisión de bits del sistema.

( a ) Niveles de potencia medidos del chip empaquetado conjunto basado en IM-MRM propuesto. Los pasos azules representan el nivel de potencia del IM-MRM de paso total y los pasos naranjas representan el nivel de potencia diferencial del IM-MRM de adición y caída después de la resta entre los puertos de bajada y de paso. (b) Tabla de búsqueda experimental para el chip empaquetado utilizando un esquema de mapeo punto a punto con un ajuste lineal de primer orden. (c) Precisión de cálculo para operaciones de productos escalares con 1000 números digitales aleatorios que se seleccionan a partir de niveles de potencia. Recuadro: el histograma de la distribución gaussiana de los errores. (d) Precisión de cálculo para operaciones de productos escalares con 1000 números decimales aleatorios de punto flotante redondeados al nivel de potencia más cercano. Recuadro: el histograma de la distribución gaussiana de los errores.

Desarrollamos un simulador CNN para el reconocimiento de dígitos escritos a mano MNIST, siguiendo el sistema DEAP-CNN descrito en la Ref. 41, para evaluar el rendimiento computacional del sistema IM-MRM propuesto con espaciado de canales limitado y también para comparar el rendimiento de diferentes esquemas de modulación de señal (IM-MRM frente a WM-MRM). La CNN comienza con dos capas convolucionales, cada una de las cuales con 8 núcleos de tamaño 3 \(\times \) 3 con función de activación no lineal de Unidad Lineal Rectificada (ReLU). A las capas convolucionales les sigue una capa de pooling promedio y, finalmente, las dos últimas capas de la red son capas completamente conectadas.

Para desarrollar la CNN basada en IM-MRM, como se muestra en la Fig. 10a, los rayos láser de entrada se multiplexan primero utilizando WDM. Luego, la señal multiplexada se divide en canales de entrada separados en paralelo y cada canal realiza uno de los filtros. En nuestra red desarrollada, 9 IM-MRM de paso total están en cascada en cada canal de entrada, cuya intensidad se puede modular individualmente para representar un subconjunto de 9 píxeles de la imagen de entrada (28 \(\times \) 28 píxeles). Teniendo en cuenta los 8 filtros diferentes de la capa de convolución, la parte de convolución de nuestra arquitectura comprende 8 canales de entrada, lo que da como resultado un total de 72 IM-MRM de paso total que sirven como bancos de modulación para la codificación de datos de entrada. Cada canal de entrada es seguido por 9 IM-MRM de adición y caída, que representan el núcleo 3 \(\times \) 3 para ponderar la señal multiplexada de longitud de onda cargada desde los bancos de modulación, es decir, las entradas. Cada MRM en los bancos de peso está modulado en intensidad en una longitud de onda única, en línea con las longitudes de onda operativas en los bancos de modulación. Finalmente, las señales de salida de los bancos de pesas se acumulan y convierten en señales eléctricas mediante BPD en la salida de cada canal de entrada. Luego, cada píxel convolucionado se obtiene sumando todas las señales eléctricas a través de sumadores de voltaje. La salida de cada una de las capas convolucionales pasa por una función de activación ReLU fuera de línea seguida de una capa de agrupación promedio con un núcleo 2 \(\times \) 2. Al final, se agregan dos capas completamente conectadas, con funciones de activación no lineal ReLU y Softmax, para completar la arquitectura CNN. Nos gustaría señalar que los pesos y sesgos de la CNN desarrollada se obtienen mediante el entrenamiento fuera de línea de la red en una Unidad de procesamiento de gráficos (GPU) utilizando TensorFlow (Python), mientras que el número de épocas y el tamaño del lote se establecen en 10 y 32, respectivamente.

Las respuestas de transmisión de 9 IM-MRM add-drop en cascada se simulan utilizando el modelo compacto personalizado antes mencionado en Lumerical INTERCONNECT. Al ajustar uniformemente el radio de cada MRM, de 15 a 16,6 \(\upmu \)m, las potencias de salida en los puertos de paso (azul) y de caída (rojo) se calculan y se presentan en curvas discontinuas en la Fig. 10b. La separación de canales normalizada por ancho de línea se establece en 0,5 entre canales de longitud de onda adyacentes para introducir la diafonía con penalización de potencia. En este escenario, la respuesta de transmisión de cada MRM representa el valor máximo de 1. En la Fig. 6d, notamos que cuando el valor de mapeo en el Canal-1 se establece en 1, no hay espacio para modular el valor de mapeo en el Canal-1. 2. Por lo tanto, para permitir un rango de mapeo [-0,5, 0,5] para cada canal de longitud de onda, todos los MRM deben ajustarse previamente. Las curvas sólidas en la Fig. 10b muestran los espectros de transmisión después del preajuste. Aparecen nueve picos resonantes con el valor de mapeo establecido en 0,5, que se logra agregando el par de voltaje a cada modelo. En la Fig. 10c, los rangos de mapeo alcanzables para nueve IM-MRM en cascada se presentan en función de los pares de voltaje aplicados mediante simulación. En comparación con el par de voltaje medido, los modelos de simulación no involucran diafonía térmica; lo que resulta en diferentes resultados de pares de voltaje. Se selecciona un rango de mapeo común de [-0,5, 0,5] (área roja) para todos los canales de longitud de onda para lograr la penalización de potencia de 3 dB en el sistema, aunque hay disponible un rango mayor de [-0,75, 0,75]. Dado que para los sistemas Tipo II (curva naranja en la Fig. 6e), el valor máximo alcanzable es 0,75 para \(\delta \omega \) = 0,5. Mientras que el rango máximo posible de solo 0,5 se logra para los sistemas Tipo I (curva azul en la Fig. 6e), lo que eventualmente limita el rango común del sistema a [-0,5, 0,5] cuando se conectan bancos de modulación con bancos de peso.

La simulación en el dominio de la frecuencia en Lumerical INTERCONNECT utiliza análisis de datos de dispersión para calcular la respuesta general del circuito. Se realiza resolviendo una matriz dispersa que representa el circuito como matrices de dispersión conectadas, cada una de las cuales representa la respuesta de frecuencia de un solo elemento. 50. Tener 72 elementos IM-MRM en los bancos de modulación y de peso por separado daría como resultado un cálculo masivo para obtener una única respuesta de transmisión. Además, considerando 28 \(\times \) 28 píxeles en cada imagen de entrada MNIST, los cálculos de convolución utilizando el sistema de simulación propuesto en Lumerical INTERCONNECT consumirán mucho tiempo debido a la carga continua de 3 \(\times \) 3 subconjuntos de entrada en pasos de 1, y mucho menos se emplean más de 10.000 imágenes manuscritas de MNIST para la inferencia. Se desarrolló un proceso de cosimulación que utiliza la interfaz de programación de aplicaciones (API) de Lumerical en un entorno Python para acelerar la simulación de CNN. La API se puede utilizar para desarrollar scripts o programas a través de Python que tratan a los solucionadores de Lumerical como clientes y permiten a los usuarios realizar análisis personalizados, realizar optimización y visualización mejoradas, producir gráficos y automatizar flujos de trabajo complejos. Puede encontrar información detallada sobre el proceso de cosimulación en la Sección S5 de la Información complementaria.

Al cargar el kernel en la canalización de simulación Python-Lumerical, el simulador CNN realiza la tarea de reconocimiento MNIST. Para cada subconjunto de entrada, se implementan datos normalizados en los bancos de modulación ajustando la intensidad de transmisión de cada IM-MRM de paso total. Luego, la intensidad de la luz codificada por señal se modula mediante bancos de pesas. Dado que se aplica el mismo núcleo en todo el conjunto de entradas, los bancos de pesos se modifican sólo cuando se carga un nuevo núcleo. Se obtiene una única salida de píxel convolucional en la lectura en el dominio eléctrico. Luego se agrega un voltaje para representar la polarización. En la Fig. 10d se muestran las precisiones de predicción versus diferentes precisiones de codificación de la tarea de reconocimiento MNIST resuelta por el simulador CNN propuesto. Revela que con un espaciado de canal de longitud de onda limitado (\(\delta \omega \) = 0,5) y un rango de mapeo de [-0,5, 0,5], el rendimiento de la arquitectura CNN propuesta que utiliza IM-MRM como bancos de peso puede admitir > 96,76\ (\%\) precisión de predicción al aplicar una precisión de codificación de 6 bits o más. Los resultados individuales de la tarea de reconocimiento MNIST con cada precisión se pueden encontrar en la Figura S10 de la Información complementaria.

(a) Esquema de la arquitectura CNN propuesta que utiliza IM-MRM para bancos de modulación y peso. La dimensión del núcleo es 3 \(\times \) 3 y el número de canales de entrada es ocho. Para alimentar el sistema se utilizan nueve láseres con diferentes longitudes de onda. Las imágenes de entrada se codifican en intensidades transmitidas de IM-MRM de paso total mediante bancos de modulación. Los valores del kernel se cargan para agregar y soltar IM-MRM en bancos de peso, que luego realizan los productos escalares con señales de entrada. Finalmente, todas las señales se acumulan en el puerto de salida, lo que da como resultado la función convolucional. Las funciones de activación, agrupación y capas completamente conectadas se siguen sin conexión. (b) Espectros de transmisión de nueve IM-MRM de adición y caída en cascada en los puertos directos (azul) y de caída (rojo) con el valor de mapeo correlacionado de 1 (curvas discontinuas) y 0,5 (curvas continuas) en cada canal de longitud de onda. El espaciado entre canales de longitud de onda está limitado con \(\delta \omega \) = 0,5. (c) Valores de mapeo alcanzables para nueve IM-MRM en cascada con espacio limitado entre canales de longitud de onda. Se utiliza un rango común de [–0,5, 0,5] para el sistema CNN propuesto. (d) Rendimiento del sistema CNN propuesto en la tarea de reconocimiento MNIST versus precisión de entrada.

En comparación con los aceleradores digitales en los últimos procesos CMOS, las operaciones MAC ópticas u optoelectrónicas en plataformas PIC basadas en SOI pueden procesar señales con menor latencia y mayor rendimiento 51. En esta sección se analizan el presupuesto del enlace óptico y la eficiencia energética total para arrojar luz sobre los Ventajas y desafíos de implementar operaciones MAC utilizando nuestra unidad de procesamiento fotónico propuesta con IM-MRM.

Para analizar el presupuesto del enlace óptico y la eficiencia energética, se implementa un sistema de multiplicación de matriz vectorial \(N \times\) utilizando los IM-MRM propuestos. Se utiliza una fuente de peine de frecuencia para proporcionar múltiples longitudes de onda desde \(\lambda _1\) hasta \(\lambda _\text {N}\). La luz de múltiples longitudes de onda que incluye N longitudes de onda portadoras se modula mediante una serie de EAM o EOM de alta velocidad para la codificación del vector de entrada y luego se acopla al chip fotónico. La entrada modulada se divide en M ramas y se pondera por bancos de peso. Cada matriz de banco de peso contiene N filtros MRR de adición y eliminación. Después de los bancos de peso, los receptores M recogen las señales de múltiples longitudes de onda y las convierten en información eléctrica para acceder a la memoria. Los IM-MRM de paso total en el banco de modulación se reemplazan por EAM o EOM, ya que el ancho de banda de sintonización termoóptica del calentador fotoconductor (PH) es de alrededor de 175 kHz 52. Como resultado, (i) la densidad del canal puede ser mayor mejorado (\(\delta \omega \) = 0,2 en la Fig. 6e), y por lo tanto se pueden realizar más canales de longitud de onda (\(\sim \)580 canales de longitud de onda para una penalización de potencia de 3 dB); (ii) el consumo de energía se puede reducir y (iii) la velocidad de modulación se puede mejorar utilizando EAM o EOM de alta velocidad. Recientemente, se ha propuesto un EAM de guía de ondas Ge acoplado evanescente de alta velocidad con procesos de fabricación simples en la plataforma SOI y una velocidad de modulación de 56 GHz y un consumo de energía dinámico de 45 fJ/bit 53. El esquema del \(N \times M \) el sistema de procesamiento fotónico se ilustra en la Fig. 11. El presupuesto del enlace óptico se calcula basándose en la siguiente ecuación 51:

donde \(P_\text {láser}\) es la potencia óptica del láser, \(P_\text {EAM}\) es la pérdida de inserción del EAM, \(P_\text {acoplamiento}\) es la pérdida introducida por la atenuación de la fibra óptica monomodo (SMF) y la pérdida de acoplamiento de fibra a chip, \(P_\text {Si-prop}\) es la atenuación de la guía de ondas de silicio, \(P_\text {splitter} \) es la inserción del divisor y el exceso de pérdida, \( P_\text {IL-MRM}\) es la pérdida de inserción del filtro IM-MRR de adición y caída en la longitud de onda del vector de entrada, \( P_\text {crosstalk}\ ) es la penalización por diafonía entre canales, y \(P_\text {OBL-MRM}\) es la pérdida de inserción fuera de banda cuando el pico resonante no está alineado con las longitudes de onda de entrada, y \(P_\text {penalización }\) es la penalización de la red debido al índice de extinción, la diafonía y el ruido de intensidad relativa del láser (RIN). Considerando \(P_\text {láser}\) = 0 dBm, \(P_\text {acoplamiento}\) = 1,6 dB 51, \(P_\text {EAM}\) = 6,2 dB 53, \(P_\text {Si-prop}\) = 2,5 dB/cm \(\times \) \(3(N-1)L\) donde L en centímetros es el espaciado de la guía de ondas entre los dos MRM, \(P_\text {divisor} \) = 3,3 \(\times \) log\(_2M\) dB, \( P_\text {IL-MRM}\) = 1,25 dB, \( P_\text {diafonía}\) = 3 dB, \( P_\text {OBL-MRM}\) = 0.01 dB 51, y \(P_\text {penalty}\) = 4.8 dB 51, se calcula el presupuesto del enlace óptico en función de las dimensiones del sistema de procesamiento fotónico propuesto y trazado en la Fig. 12a. La longitud total de la guía de ondas se aproxima a la longitud que abarca la profundidad óptica del sistema, donde la distancia entre dos MRM adyacentes se establece en 50 \(\upmu \)m para minimizar la diafonía térmica. Como se puede ver en la Fig. 12a, el número de MRM (N) en cada conjunto no tiene un gran impacto en el balance del enlace, ya que solo un MRM alineado con la longitud de onda de entrada contribuye con 1,25 dB a la pérdida de inserción, pero el Los MRM restantes fuera de banda contribuyen cada uno con 0,01 dB. Para conjuntos de bancos de peso M, la atenuación introducida debido a los divisores log\(_2M\) degrada la potencia óptica y plantea una limitación a la eficiencia energética. En el cálculo del presupuesto del enlace óptico, estimamos alrededor de 60 dB de pérdida para un núcleo tensor de 512 \(\times \) 512 basado en el sistema IM-MRR propuesto. La pérdida se puede compensar aumentando la potencia de salida del láser o agregando SOA al sistema. Vale la pena mencionar que los SOA completos pueden preamplificar la señal de entrada, la curva de ganancia-corriente no lineal necesitaría calibrarse para 51.

Esquema del sistema de procesamiento fotónico \(N \times M\) basado en IM-MRM propuesto, donde se utiliza un conjunto de EAM (o EOM) de alta velocidad para la codificación de datos de entrada.

El consumo total de energía del sistema propuesto para superar el ruido de disparo y la capacitancia del PD en la salida con una precisión fija de n bits se puede expresar mediante la siguiente ecuación:

donde, hv es la energía del fotón para una longitud de onda central de 1550 nm, \(C_\text {d}\) = 2,4 fF y \(V_\text {r}\) = 1 V son la capacitancia y el voltaje de conducción del PD, respectivamente, y \(\eta \) es la eficiencia cuántica del detector (\(\eta _\text {PD}\) = 80%), láser (\(\eta _\text {laser}\) = 20%) y la pérdida óptica a través del sistema \(N \times M\). Considerando la potencia equivalente de ruido de 0,214 pW/\(\sqrt{HZ}\) en la lectura, la potencia total requerida para una precisión de 8,5 bits debe ser superior a -22,6 dB con una frecuencia de muestreo de 5 GS/s. Según los cálculos realizados en la Fig. 12a, esto limita el tamaño del sistema a 20 \(\times \) 20. Por lo tanto, se requieren SOA en el sistema para compensar la pérdida. \(\rho _\text {SOA}\) es la mejora de eficiencia debida a un SOA (\(\rho _\text {SOA} = 10^{G/10}\), donde G es la ganancia de SOA 51). La velocidad de modulación del sistema se denota por \(f_\text {mod}\). La energía asociada con la modulación y detección de la señal está dominada por EAM (\(E_\text {EAM}\) = 45 fJ/bit), IM-MRM de adición y caída (\(P_\text {MRM}\) = \( I_\text {IRPH}V_\text {IRPH}\)+\(I_\text {ICPH}V_\text {ICPH}\)) y ADC (\(P_\text {rec}\approx \) 200 mW) . Suponiendo que la frecuencia de muestreo del sistema es de 5 GS/s limitada por ADC y DAC con una potencia de láser de entrada de 10 dBm y una ganancia SOA de 17 dB 54, la eficiencia energética total (julios por MAC) y el consumo total de energía de un \(N \times M\) sistema de procesamiento fotónico con una precisión fija de 8,5 bits se calculan y representan en la Fig. 12b. Para habilitar la implementación 512 \(\times \) 512, se requieren dos SOA en cada canal (\(k = 2\) en la Ecuación 5). Para aclarar, el cálculo no incluye la potencia consumida por el sistema de control de temperatura, que consume 36 W en funcionamiento. La eficiencia energética (curva azul discontinua) aumenta con el tamaño de la matriz debido al hecho de que se pueden manejar más operaciones MAC simultáneamente en sistemas más grandes. Se ha observado que los núcleos tensoriales fotónicos superan a sus homólogos electrónicos cuando el tamaño de la matriz excede 500 55. Sin embargo, el consumo total de energía (curva roja discontinua) aumenta simultáneamente ya que los filtros IM-MRR add-drop para bancos de peso consumen una energía considerable (\(P_ \text {MRM}\) = \(\sim \)13,3 mW). Una de las soluciones es reemplazar el PH con componentes de modulación de índice de baja potencia, como PCM no volátiles en el banco de pesas. Para PCM, como GST 56 y GSST 57, el índice de refracción (n) y el coeficiente de extinción (k) aumentan cuando el material cambia su fase de amorfo a cristalino. Por tanto, generan altas pérdidas por absorción. Recientemente, se demostró experimentalmente en la plataforma SOI a 1550 nm un PCM de banda prohibida amplia Sb\(_2\)S\(_3\) que permite una fuerte modulación de fase óptica y una baja pérdida óptica, con una figura de mérito (FOM = \ (\Delta n/\Delta k\)) de 10,8 58, que puede ser un candidato potencial para nuestro diseño futuro.

(a) Balance de enlace óptico de un sistema de procesamiento fotónico \(N \times M\) con penalización por diafonía entre canales de 3 dB cuando N y M varían de 0 a 512. (b) Eficiencia energética total (azul) y consumo de energía (rojo) de un sistema de procesamiento fotónico de tamaño cuadrado (N = M) con una precisión fija de 8,5 bits.

En resumen, hemos demostrado una nueva unidad de procesamiento fotónico que utiliza el MRM basado en modulación de intensidad. Al utilizar un MZI desequilibrado que sirve como acoplador sintonizable para acoplar la luz al resonador de anillo, el ER del pico resonante se puede modular directamente cambiando su fuerza de acoplamiento. Para bloquear el pico resonante en una longitud de onda fija durante la modulación, se implementa otro modulador de índice en el resonador para compensar el cambio de longitud de onda durante la modulación ER. Utilizando el esquema de modulación de intensidad a una longitud de onda fija, demostramos que el espaciado entre canales de longitud de onda con una tolerancia de diafonía con penalización de potencia de 3 dB es 17 veces más denso que la contraparte convencional modulada en longitud de onda. Como resultado del aumento de la densidad de canales, nuestro sistema propuesto permite hasta 578 canales de longitud de onda con una penalización de potencia de 3 dB cuando los bancos de pesas se diseñan utilizando IM-MRM con un radio de 5 \(\upmu \)m. Se presentó un núcleo de producto fotónico puntual para la demostración de prueba de concepto. El chip fotónico, que contiene un IM-MRM que sirve como codificador de entrada y un IM-MRM que sirve como codificador de peso, se integró en una PCB mediante una técnica de co-empaquetado de unión de cables eléctricos/unión de cables fotónicos (EWB/PWB). Aplicando el esquema de codificación/decodificación “analógico discreto”, se realizó un cálculo del producto escalar de ponderación con signo de 3 bits de entrada y 4 bits en el dominio óptico. Los resultados de mil productos escalares decimales aleatorios de punto flotante mostraron un MSE 3.09 \(\times \) 10\(^{-3}\), lo que demuestra experimentalmente la capacidad de nuestros IM-MZM propuestos para el procesamiento de información óptica.

El trabajo futuro se centrará en: (i) optimizar el diseño del IM-MRM para reducir la diafonía térmica entre el ICPH y el IRPH, como mover el IRPH al lado opuesto del MRR y utilizar una tierra separada; (ii) reemplazar los calentadores fotoconductores con PCM no volátiles en el filtro IM-MRR para ponderación; (iii) disminuir el consumo de energía y mejorar el ancho de banda de modulación del sistema reemplazando los bancos de modulación con láseres modulados directamente o EAM y EOM de alta velocidad.

Los datos subyacentes a los resultados presentados en este artículo no están disponibles públicamente en este momento, pero pueden obtenerse de los autores previa solicitud razonable.

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EL concibió el proyecto y diseñó la investigación, proporcionó y analizó los datos y escribió el artículo; MS proporcionó un canal de simulación de CNN y analizó los datos de la simulación; SY realizó y ayudó en los experimentos y analizó los datos experimentales; SY y MSN realizaron la posfabricación y el coenvasado del chip; SY, MS y MSN brindaron asesoramiento y editaron el artículo. BJS, LC y AE supervisaron la investigación y editaron el artículo. Todos los autores contribuyeron al artículo y aprobaron la versión enviada.

Correspondencia a Enxiao Luan.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

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Recibido: 26 de septiembre de 2022

Aceptado: 06 de enero de 2023

Publicado: 23 de enero de 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-27724-y

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